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摘 要： 在截获信号调制样式未知的情况下,提出了一种码元速率估计方法.把正交解调后的I路或Q路信号延迟相乘自相关后,通过在频域测量与码元速率对应的谱线来估计码元速率.仿真结果表明,该算法即使在很低信噪比情况下,也不受脉冲成形滤波器及其系数的影响,具有很好的稳健性.该方法为码元速率估计提供了一种新的思路.
关 键 词 ： 通信对抗； 码元速率盲估计； 码元速率谱线； 谱线检测
中图分类号： TN911.334 文献标识码： A 文章编号： 1004373X（2013）15007903
Blind estimation of symbol rate in munication reconnaissance
LIU Zhiguo, DU Yuhai, ZHAO Liang
（China Research Institute of Radio We Propagation, Qingdao 266107, China）
Abstract： A method of symbol rate estimation is proposed without the knowledge of signal modulation type. After multiplying the inphase ponent or the quadrature ponent of the intercepted signal by its delay, the autocorrelation will be estimated. As a result, in the frequency domain, the discrete spectral lines occur at the location which is corresponding to the symbol rate. The symbol rate can be quickly estimated by detecting the location of the discrete spectral lines. Simulation results show that the method is immune to pulseshaping filter and its parameter in the condition of low SNR. The method provides a new idea to symbol rate estimation.
Keywords： munication countermeasure； symbol rate blind estimation； spectrum line of symbol rate； spectral line detection
0 引 言
通信信号的码元速率估计是通信侦察的重要研究内容和方向.目前,大多数方法以信号调制样式为前提条件,主要的码元速率估计方法包括基于小波变换的估计方法[13]和基于数字通信信号循环平稳特性的估计方法[45].其中,基于小波变换的估计方法对于MASK、MPSK、MFSK信号而言,在码元状态变化时刻,会出现信号相位、频率变化的奇异点,利用小波变换可以检测到这些奇异点,具有实现简单、计算复杂度小等优点,但是一般需要较高的采样速率,同时存在小波尺度盲点、抗噪声性能差等问题.与小波变换法相比,基于信号循环平稳特性的估计方法具有更好的抗噪声性能,且适用于多种成型脉冲滤波器,但计算量大,不适合实时性较强的场合.
本文借鉴了参考文献[67]中关于DSSS/BPSK信号chip速率估计算法原理,经过改进后用于数字调制信号的码元速率估计.本文利用数字调制信号I路或Q路具有码元的周期性,在小于码元周期时间延迟相乘再做自相关后,在频域检测相应的谱线,进而把码元速率估计问题转换为谱线检测问题.
1.chip速率估计原理
延时相乘法在20世纪80年代末[89]提出,该谱线产生的实质是由于扩频码序列的很强自相关特性引起的,因此该方法仅适用于直扩信号.通过检测率线的存在与否就可以判定信号是否存在,同时也可以估计出码元速率.改进后的检测方法[67],输入信号与自身相乘,再做其自相关计算后进行功率谱计算,可以在码速率处得到功率谱线.本文的数字调制信元速率估计原理如图1所示.
图1 码元速率估计原理框图
一般的数字调制信号均可以写成I,Q两路调制形式：
[s（t）等于I（t）cosωct+Q（t）sinωct] （1）
式中[ωc]为载波频率.
经过正交解调后的I路,Q路信号为：
[sIt等于12Itcosωc-ω0t+Qtsinωc-ω0t] （2）
[sQt等于12-Itsinωc-ω0t+Qtcosωc-ω0t] （3）
式中[ω0]为本振信号,当本振信号与发送信号的频率不同时,在I路和Q路会产生串扰.当满足式（4）：
[fc-f0fs1] （4）
I路,Q路中的串扰可以忽略,可以表示为：
[sIt等于12Itcosωc-ω0t] （5）
[sQt等于12Qtcosωc-ω0t] （6）
所以当本振频率与发射信号的载频满足式（4）后,正交解调后的I路,Q路信号与参考文献[67]中的扩频信号相同,可以利用相同的流程进行码元速率估计.
2 码元速率估计 在通信侦察或电子侦察中,利用上节改进的算法进行码元速率估计的流程图如图2所示.
图2 码元速率估计流程图
3.算法仿真
在仿真的过程中,码速率为5 KSPS,8 KSPS,采样率为4倍以上的码速率.频偏满足式（4）要求.除了FSK信号[10]类外对常用的数字调制信号进行仿真,仿真结果见表1.
表1 仿真结果
[信号
类型＼&脉冲成
形类型＼&脉冲成形参数＼&信噪比
/dB＼&谱线是
否明显＼&2ASK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&否＼&2ASK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&否＼&BPSK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&BPSK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&QPSK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&QPSK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&π/4QPSK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&π/4QPSK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&OQPSK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&10＼&是＼&OQPSK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&10＼&是＼&8PSK＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&8PSK＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&16QAM＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&16QAM＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&32QAM＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&32QAM＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&64QAM＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&64QAM＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&128QAM＼&Root Nyquist＼&R等于0.1＼&0＼&是＼&128QAM＼&Nyquist＼&R等于0.8＼&0＼&是＼&]
典型信元速率估计仿真图,如图3～图5所示.
图3 128 QAM码元速率估计图
从仿真结果可以看到,除了2ASK,OQPSK信号外,即使在较低的信噪比下其他信号也可以获得较强的码元速率谱线,如图3所示.如图4所示,在SNR等于10 dB时OQPSK信号有比较明显的谱线,需要注意的是其有两根距离很近的谱线,靠近零频的才是想要的码元速率谱线.这给机器识别谱线带来了较大的麻烦,但是只要经过严格的仿真就能找到对应的方法.如图5所示,在SNR等于0 dB时,2ASK码元速率谱线不明显.通过仿真表明,在信噪比为任何情况下,码元速率谱线都不明显,但是在合适的判断条件下通过机器可以识别出谱线.
图4 OQPSK码元速率估计
图5 2ASK码元速率估计
4.结 论
本文借鉴参考文献[67]的思想,通过公式推导出利用正交解调后的I路或Q路信号也可进行码元速率估计.仿真结果表明,在频偏满足要求情况下,此方法即使在很低信噪比下,对脉冲成形滤波器类型及其参数等因素均不敏感,具有很好的稳健性.